Перспективная схемотехника сварочных инверторов

В статье представлен обзор публикаций, посвященных разработке силовой части мощных ключевых преобразователей, которые применяются для построения сварочных инверторов.

1.Однотактные сварочные инверторы
2.Двухтактные сварочные инверторы
3.Резонансные сварочные инверторы
4.Сварочные инверторы с коррекцией коэффициента мощности
5.Заключение
6.Литература



Под сварочным инвертором понимается источник сварочного тока инверторного типа (ИИСТ) -мощный ключевой преобразователь, работающий на частотах 20...100кГц с МОП- либо IGBT транзисторами в качестве ключевых элементов. Силовую часть ИИСТ можно рассматривать безотносительно конкретной технологии сварочного процесса, т.к. основная ее задача — обеспечить необходимый уровень мощности, подводимой к сварочной дуге, а формирование нагрузочной характеристики, алгоритмов "поведения" ИИСТ и сервисных функций осуществляется блоком управления. Схемотехнические решения силовой части промышленных сварочных инверторов на примерах продукции известных в этой области производителей были проанализированы в [1]. Описанные ниже схемы силовой части ИИСТ могут найти применение в сварочных инверторах для любого типа сварочного процесса из числа наиболее распространённых на практике: ручная дуговая сварка штучным электродом (ММЛ), полуавтоматическая сварка в среде защитного газа (MIG/MAG) и сварка неплавящимся вольфрамовым электродом в защитном газе (WIG/TIG).

ОДНОТАКТНЫЕ СВАРОЧНЫЕ ИНВЕРТОРЫ
Утверждается [2], что в серийных ИИСТ применяются, и основном, две топологии силовой части: однотактный прямоходовой мостовой конвертер (ОПМК; в зарубежной литературе за этим типом преобразователя закрепились названия double-ended forward converter и asymmetric half-bridge) и конвертер мостового тина с ШИМ или с ШИМ и фазовым сдвигом (ШИМ-ФС).
Авторы также считают, что по совокупности свойств ОПМК является оптимальным типом преобразователя для построения ИИСТ на ток до 200 А (известны промышленные ИИСТ с топологией ОПМК на ток до 250 А). Авторы разработали ИИСТ с топологией ОПМК па ток до 150 А, особенностью которого является применение бездиссипативного демпфера, снижающего коммутационные потери при выключении силовых транзисторов. Схема этого ИИСТ приведена на рисунке 1.


Рис. 1. Силовая часть сварочного инвертора из работы [2]
Рабочая частота 40 кГц

 


Собственно бездиссипативный демпфер [3] состоит из элементов Ls, Cs, VDsl, YDs2. Принцип работы демпфера проиллюстрирован диаграммами на рисунке 2.

Рис. 2. Диаграммы напряжении и токов в ОПМК с бездиссипативным демпфером [2]

Рассмотрим работу схемы в установившемся режиме. В течение интервала времени t0...t1 транзисторы VT1 и VT2 находятся в проводящем состоянии (Vge1, Vge2 - напряжения на затворах VT1 и VT2). Через VT1 (VT2) течёт ток первичной обмотки Iр плюс ток намагничивания Im. Ток коллектора VT1 (VT2) нарастает со скоростью:

где n - коэффициент трансформации силового трансформатора Т1 (под n понимается отношение числа витков первичной обмотки к числу витков вторичной). Vd - напряжение питания (Vd = 320 В), Vo - выходное напряжение инвертора, Lo - индуктивность выходного дросселя, LLk - индуктивность рассеивания силового трансформатора, приведённая к первичной обмотке, Lm - индуктивность намагничивания Т1. Авторы использовали трансформатор Т1 со следующими параметрами: LLk = 6.6 мкГн. Lm = 1,1 мГн и n = 2,8. Ток в обмотке выходного дросселя Lo на этом временном интервале нарастает со скоростью:

В момент времени tI выключаются транзисторы VT1, VT2 и демпферный конденсатор Cs заряжается током:

 где ICmax - мгновенное значение тока коллектора силового транзистора в момент t1, при этом считается, что в течение короткого интервала  t = t2 - t1 ток ICmax остаётся неизменным; Iµmax - максимальное значение тока намагничивания. Таким образом, демпфер работает только на интервале t1...t2, когда при выключении транзисторов открывается диод VDs1 и конденсатор Cs оказывается подключенным параллельно первичной обмотке W1.1. За время t2 - t1 демпферный конденсатор, заряжаясь, поглощает заряд Q = 2CSVd что приводит к снижению скорости изменения напряжения на первичной обмотке и, следовательно, к затягиванию фронта напряжения коллектор-эмиттер транзисторов VT1 и VT2. Скорость нарастания напряжения на конденсаторе Cs равна:

 

Номинал Cs, необходимый для эффективной работы демпфера, можно оценить из соотношения:

где tf — время выключения силового транзистора, a VIO - величина напряжения на коллекторе транзистора при его выключении к тому моменту, когда ток коллектора спадёт до нуля. Обычно выбирается VIO = 0,5Vd.
На интервале времени t2..t3 транзисторы закрыты, конденсатор Cs заряжен до напряжения питания Уд и ток намагничивания Т1 спадает до нуля. Ток выходного дросселя уменьшается со скоростью:

  В момент времени t3 снова включаются транзисторы VT1 и VT2, причём скорость нарастания тока коллектора ограничена индуктивностью рассеивания LLk которая играет роль демпфера "на включение" транзисторов. Конденсатор Cs перезаряжается через открытые приборы VT2, VDs2 с напряжения +Vd до -Vd и передаёт накопленную в предыдущем такте энергию в индуктивность Ls. Напряжение на демпферном конденсаторе изменяется по закону:

где - собственная резонансная частота контура, образованного элементами демпфера Ls и Cs. Выбор номинала индуктивности производится, исходя из соотношения:

где Vdmax  - максимально возможное напряжение питания, ILSmax - выбранная при расчёте демпфера амплитуда импульса тока через индуктивность Ls. Амплитуда этого импульса тока равна:

где  - характеристическое сопротивление колебательного контура LsCs. Поскольку диод VDs2 не позволяет току в контуре совершить полный период колебания, импульсы перезаряда Cs будут иметь форму полусинусоиды с длительностью:

К моменту времени t4 конденсатор Cs заряжен до напряжения  -Vd и подготовлен к следующему такту выключения транзисторов.
Следует обратить внимание на то, что выбор номиналов Ls и Cs на практике осуществляется на основе компромисса. Выбор затрудняется тем, что при коротком замыкании нагрузки, что является штатным режимом работы сварочного инвертора, блок управления силовой частью формирует короткие им пульсы с типичной длительностью порядка 1 мкс. Длительность этих импульсов должна быть не менее длительности импульса тока перезаряда конденсатора Cs. В противном случае Cs перезаряжается не полностью, и эффективность демпфера падает, причём происходит это в «тяжёлом» для транзисторов режиме. Фактически разработчику приходится сначала выбирать значение ёмкости Cs, исходя из параметров быстродействия применённых транзисторов, а затем, зная минимальную длительность проводящего состояния транзисторов tONmin, рассчитывать индуктивность Ls в соответствии с уравнением (10), соблюдая условие tLS < tONmin

При использовании «медленных» транзисторов потребуется относительно большая ёмкость конденсатора Cs и, следовательно, небольшая индуктивность Ls, что приведёт к тому, что амплитуда импульса тока перезаряда демпферного конденсатора может составлять десятки ампер. Невозможность независимого выбора номиналов Cs и Ls является общим недостатком демпферных цепей подобного типа. Наличие интервала времени, необходимого для перезаряда Cs, ограничивает частоту преобразования.
К интересным особенностям обсуждаемой схемы ОПМК можно отнести способ управления шунтирующим тиристором Ту. При включении инвертора в сеть 220...230 В конденсатор фильтра Cf заряжается через токоограничивающий резистор R1. После окончания этого процесса запускается силовая часть, и на управляющий электрод тиристора Ту подаётся необходимое для его включения напряжение е дополнительной обмотки силового трансформатора W1.2 (такое решение применяет в своих инверторах фирма ESAB).
Это напряжение подаётся с задержкой, величина которой определяется элементами C1, R3, VD6. Но в режиме короткого замыкания напряжение на W1.2 падает ниже необходимого для управления тиристором уровня, и для решения этой проблемы авторы работы [2] применили дополнительный трансформатор тока Т2, включенный в цепь первичной обмотки трансформатора Т1. При коротком замыкании напряжение на вторичной обмотке Т2 максимально и достаточно для поддержания тиристора Ту в открытом состоянии.
Блок управления инвертором построен на базе микросхемы ШИМ-контроллера UC3846 фирмы Texas Instruments; управление силовыми транзисторами осуществляется драйвером, состоящим из микросхемы UC3706 и трансформатора гальванической развязки. Блок управления работает с двух-петлевой ООС: с датчика тока CS1 снимается сигнал, пропорциональный мгновенному току первичной обмотки, а с датчика тока CS2 - сигнал, пропорциональный мгновенному значению тока нагрузки. Авторы отмечают хорошую динамику регулирования - среднее значение заданного тока нагрузки устанавливается за время порядка 2 мс. Эффективность инвертора при токе нагрузки до 120 А составила около 90%.

Рис. 3. Однотактный прямоходовои преобразователь с фиксирующей обмоткой {W1.1=W1.2)[4]

Рассмотрим ещё один прототип сварочного инвертора, построенный по однотактной топологии: однотактный однотранзисторный прямоходовой преобразователь с фиксирующей обмоткой (ООПП) [4]. Структурная схема силовой части преобразователя показана на рисунке 3. В данной топологии обмотка wl.2 не является размагничивающей, как в традиционной схеме однотактного прямоходового преобразователя с одним транзистором и размагничивающей обмоткой, а служит для перезаряда конденсатора С1 при включенном состоянии VT1. При закрытом транзисторе VT1 энергия, накопленная в индуктивностях рассеивания и намагничивания в предыдущем такте, возвращается в конденсатор С1 и затем в источник питания. Если ёмкость этого конденсатора выбрана достаточно большой, среднее значение напряжения на «поперечном» конденсаторе С1 равно напряжению питания Vd, а напряжение на коллекторе VT1 фиксировано на уровне 2Vd. Схема, показанная на рисунке 3, отличается от ранее известных схем ограничения напряжения на силовом транзисторе в ООПП наличием дополнительного диода VD2. В работе [5] описаны примеры использования подобных цепей ограничения напряжения (со структурой без VD2) в составе других известных топологий однотактных однотранзисторных преобразователей: SEPIC, ZETA, Cuk и Flyback. Кроме того, описаны [6] полезные модификации данной схемы ограничения напряжения, расширяющие её возможности и область применения.

Рис. 4. Улучшенный вариант ООПП с функцией демпфирования коллекторного напряжения W1.2 = W1.3 = 0,5W1.1

На рисунке 4 показан улучшенный вариант первоначальной схемы ООПП, в котором обеспечивается «мягкое» выключение транзистора VT1 за счёт введения демпфирующих конденсаторов С2, СЗ и разделения вспомогательной первичной обмотки на две равные части - wl.2 и w1.3. Авторами был изготовлен макетный образец сварочного инвертора по схеме, изображённой на рисунке 4 и получена мощность на нагрузке 3,9 кВт при напряжении 26 В и частоте преобразования 20 кГц.
С целью проверки эффективности демпфирования напряжения на коллекторе VT1 и его фиксации автором данной статьи была разработана модель преобразователя по схеме рис. 4 в программе Micro-CAP 8. Моделирование работы схемы показало, что включение силового транзистора происходит «мягко» благодаря наличию индуктивности рассеивания, напряжение на коллекторе VT1 ограничено на требуемом уровне, и отсутствуют индуктивные выбросы. При этом выявился ряд недостатков схемы:

 демпфирование фронта напряжения на коллекторе VT1 происходит менее эффективно, чем в ОПМК (см. рис. 1), при одинаковых номиналах демпфирующих конденсаторов из-за индуктивности рассеивания, включенной последовательно с конденсаторами С2, СЗ- Кроме того, на фронте тока коллектора появляется импульс перезаряда указанных конденсаторов, амплитуда которого ограничена только значением индуктивности рассеивания. В переходных режимах (резкие изменения нагрузки, включение или выключение питания) возможен режим работы магнитопровода трансформатора в области насыщения. Последний недостаток можно устранить введением немагнитного зазора. По мнению автора, схема рис. 4 требует дополнительного изучения, и, возможно, оптимальным вариантом было бы использование ООПП аналогично схеме рис. 3, но с дополнительным бездиссипа-тивным демпфером любого известного типа.

 

Двухтактные сварочные инверторы
Рассмотрим силовую часть ИИСТ, предложенную в [7] и показанную на рисунке 5. Она представляет собой мостовой конвертер с переключением силовых транзисторов при нулевом токе и напряжении, управляемый методом «ШИМ с регулируемым фазовым сдвигом» - между сигналами управления полумостовыми «стойками» (Phase-shifted ZVZCS full bridge converter или PS-ZVZCS-FB). В отличие от обычного мостового конвертера с ШИМ-ФС (PS-ZVS-FB), в данной топологии добавлены элементы СЬ и Ls, а вместо четырёх демпфирующих конденсаторов, устанавливаемых параллельно силовым транзисторам, в данной схеме достаточно двух.

Рис. 5. Мостовой преобразователь с ШИМ-ФС и коммутацией при нулевом напряжении и токе ключей [7]



Особенность заключается в реализации алгоритма управления силовыми транзисторами таким образом, чтобы одно плечо моста коммутировалось при нулевом напряжении на транзисторах, а второе - при нулевом токе через транзисторы. На рисунке 6 приведены диаграммы токов и напряжений в характерных точках преобразователя PS-ZVZCS-FB. Предполагается, что все элементы схемы идеальные, пульсации тока нагрузки равны нулю и индуктивность насыщающегося дросселя Ls много больше индуктивности рассеивания силового трансформатора LLk, приведённой к первичной обмотке. Можно выделить семь характерных временных интервалов в работе схемы.
В момент времени t0 включается транзистор VT4, при этом VT1 уже находится в открытом состоянии. Дроссель Ls, пока ещё не насыщенный, ограничивает скорость нарастания тока коллектора VT4, обеспечивая «мягкое» включение. К моменту времени t1 дроссель Ls насыщается из-за приложенного к нему напряжения.
На интервале времени t1...t2 ток через блокировочный конденсатор СЬ нарастает со скоростью, определяемой индуктивностью рассеивания LLk, до значения тока нагрузки, приведённого к первичной обмотке Т1.
В течение интервала t2...tЗ энергия из источника питания передаётся в нагрузку. Напряжение на конденсаторе Сb линейно возрастает от -VCmax до  +VCbmax. Этот конденсатор блокирует постоянную составляющую на первичной обмотке Т1, сохраняя её в виде разности напряжения. В момент времени t3 транзистор VT1 выключается, a VT4 остается включённым.
На интервале t3...t4 демпферный конденсатор Csl разряжается, а Cs2 заряжается током ICb, текущим через блокирующий конденсатор, т.е. током размагничивания индуктивности рассеивания трансформатора Т1. По этой причине фронт напряжения коллектор-эмиттер VT1 затягивается и транзистор «мягко» выключается. Когда напряжение на вторичной обмотке становится меньше напряжения на нагрузке, процесс передачи энергии в нагрузку прекращается. Ток дросселя Lo начинает течь через все диоды выходного выпрямителя, и вторичная обмотка шунтируется. К моменту времени 14 конденсатор Csl заряжается до напряжения питания, a Cs2 полностью разряжается, после чего током дросселя Ls открывается диод VD2.
В начале интервала времени t4-t5 на коллекторе VT2 из-за открытого диода VD2 удерживается нулевое напряжение, при котором можно включить этот транзистор; после этого напряжение на Сb прикладывается к насыщенному дросселю Ls и индуктивности рассеивания, ток ICb линейно уменьшается, продолжая протекать через диод VD2. К моменту времени t5 этот ток уменьшается до нуля и начинает течь через открытый транзистор VT2 в обратном направлении, а диод VD2 закрывается.
На интервале времени t5...t6 дроссель Ls более не насыщен. По этой причине диагональный ток удерживается на низком уровне и предотвращается разряд блокирующего конденсатора СЬ (собственно, для этого и необходим насыщающийся дроссель). Транзистор VT4 выключается при почти нулевом токе.
Интервал t6...t7 даёт возможность рекомбинировать оставшимся носителям заряда в р-п-переходе внутреннего биполярного транзистора в составе прибора VT4. Транзистор запирается быстрее, чем без использования режима «выключения при нулевом токе».
В данной схеме важен оптимальный выбор номиналов демпферных конденсаторов Cs1 и Cs2 - от этого зависят коммутационные потери транзисторов VT1 и VT2 при выключении. Авторами было установлено, что увеличение ёмкости Csl и Cs2 свыше определённого «критического» значения не приводит к заметному снижению коммутационных потерь. Поэтому оптимально использовать номиналы Cs1 = Cs2 = Cscrit. Для случая Cs > Cscrit мощность коммутационных потерь при выключении транзисторов VT1 и VT2 составляет:

Для случая Cs < Cscrit:


Величину Cscrit можно найти из соотношения:



где tf- время спада коллекторного тока, ICb - ток через блокирующий конденсатор, Vd - напряжение питания преобразователя.

Рис. 6. Диаграммы токов и напряжении мостового преооразователя с ШИМ-ФС


Насыщающийся дроссель Ls необходим для предотвращения разряда блокирующего конденсатора СЬ на интервалах времени t6 + t7 и ограничения тока при включении транзисторов VT3 и VT4. Поэтому насыщение дросселя Ls в течение указанных интервалов времени недопустимо. Параметры дроссели можно оценить из линеаризованных зависимостей напряжения на обмотке дросселя на интервалах t7, t6, t1 (см. рис. 6). Приняты следующие обозначения: t1 = t2 -t1, t6 = t6 -t5 и т.д. Площадь поперечного сечения магнитопровода и число витков дросселя Ls можно найти из выражения:

где BLs_sat ~ индукция насыщения магнитопровода дросселя Ls, Sc -площадь поперечного сечения магнитопровода, NLs - число витков дросселя.

 

Выбор номинала блокирующего конденсатора производится на основе компромисса между желательным низким напряжением на конденсаторе VCbmax и длительностью времени спада тока диагонали моста t5. По этой причине необходимо максимально уменьшать индуктивность рассеивания трансформатора Т1. Время спада тока, текущего по диагонали моста, зависит от величины индуктивности рассеивания, от времени перекрытия сигналов управления транзисторами на интервалах t3, t4, от ёмкости блокирующего конденсатора и индуктивности дросселя Ls:


  Максимальное напряжение на блокирующем конденсаторе пропорционально току нагрузки и равно:

 где n - коэффициент трансформации.
Для управления ключевыми транзисторами авторами был разработан адаптивный алгоритм управления, гарантированно обеспечивающий коммутацию силовых транзисторов с низкими потерями во всём диапазоне нагрузок. Транзисторы VT1 и VT2 могут быть включены только после полного разряда конденсаторов Cs1 и Cs2, который производится током нагрузки, приведённым к первичной обмотке трансформатора Т1. Уменьшение тока нагрузки приводит к увеличению времени, необходимого для разряда Csl и Cs2. На холостом ходу разряд этих конденсаторов вообще не происходит, и при очередном включении транзисторов конденсаторы разряжаются прямо через них. Поэтому запасённая в демпферных конденсаторах энергия рассеивается на ключах VT1 и VT2. В результате на транзисторах вьщеляется мощность:

 Для исключения этого вида потерь контролируется напряжение на демпферных конденсаторах и на выходе преобразователя. Импульсы управления транзисторами VT1 и VT2 блокируются до тех пор, пока соответствующий конденсатор Cs1 или Cs2 не разрядится. В режиме холостого хода схема работает как обычный полумост, поскольку конденсаторы Cs1 и Cs2 не разряжаются и транзисторы VT1 и VT2 не включаются. Стабилизация тока дуги производится по сигналу датчика тока, установленного на вторичной стороне силового трансформатора.
Для оценки эффективности преобразователя авторами был изготовлен экспериментальный образец инвертора с питанием от однофазной сети и максимальной выходной мощностью 3,5 кВт. Были рассчитаны и использованы следующие компоненты: Cs1 = Cs2 = 7,5 нФ, Св = 1,32 мкФ  (VCBmax = 62 В),  LS = 110 мкГн (в насыщенном состоянии 0.056 мк1н), индуктивность рассеивания 3,7 мкГн, коэффициент трансформации п-4, VT1 - VT4 типа 1RG4PC50U. В диапазоне нагрузок от 24 до 100% экспериментальный образец имел КПД 92% при рабочей частоте 50 кГц. т.е. примерно на 2% больше, чем ОПМК, показанный на рисунке 1. Может сложиться впечатление, что это несущественная разница, однако при разработке ИИСТ идёт борьба за доли процента эффективности.

Рис. 7. Полумостовой сварочный инвертор с дополнительной коммутацией по шинам питания [8]


Авторы работы обращают внимание на то, что повышению рабочей частоты препятствует индуктивность рассеивания силового трансформатора. Со своей стороны могу добавить, что из-за наличия интервалов времени, в течение которых происходит рекуперация реактивной мощности в демпферной цепи, эффективный коэффициент заполнения снижается. Это является своего рода платой за «мягкую» коммутацию силовых транзисторов и вынуждает уменьшать коэффициент трансформации. Авторы использовали трансформатор с n — 4. в то время как силовые трансформаторы в ИИСТ на основе «традиционного» мостового преобразователя обычно имеют коэффициент трансформации n - 6.
Обратимся теперь к оригинальному преобразователю, предложенному авторами работы [8]. Это -полумостовой конвертер с дополнительной коммутацией по шинам питания. Схема силовой части преобразователя показана на рисунке 7, где LLk - индуктивность рассеивания силового трансформатора Т1, Cs1и Cs2 - демпферные конденсаторы, VD5 и VD6 - возвратные диоды, VT3 и YT4 - дополнительные транзисторы, коммутирующие напряжение питания плеч полумоста на транзисторах VT1 и VT2. Процессы, протекающие в схеме, поясняются диаграммами на рисунке 8.

Рис. 8. Диаграммы токов и напряжений в конвертере из [8]

Все активные коммутирующие элементы схемы включаются при нулевом токе (режим ZCS) и выключаются при нулевом напряжении (режим ZVS). Транзисторы полумоста VT1, VT2 управляются стандартной ШИМ, а вспомогательные ключи на транзисторах VT3. VT4 выключаются раньше основных (VT1, VT2) на время td. Рассмотрим кратко работу такого преобразователя.
Перед моментом времени t0 открыты транзисторы VT1 и VT3, через них течёт ток нагрузки (первичной обмотки), Cs1 заряжен до напряжения питания. Транзисторы VT2 и VT4 закрыты, а конденсатор Cs1 разряжен.

В момент времени t0 выключается транзистор VT3 в режиме ZVS, его ток мгновенно «перехватывается» конденсатором Cs1, который начинает разряжаться током первичной обмотки.
На отрезке времени t0..t1 напряжение на Cs1 равно:


Из соотношения (18) видно, что время разряда демпферного конденсатора обратно пропорционально току нагрузки, приведённому к первичной обмотке. Очевидно, что время задержки td выключения транзистора VT1 относительно выключения VT3 должно быть не менее времени разряда Cs1. Авторы данной работы оптимизировали время td для случая максимального тока нагрузки, с уменьшением которого конденсатору Cs1 начнёт «не хватать» времени для полного разряда, и эффективность демпфера будет падать. Для устранения этого недостатка либо необходимо увеличивать время задержки (в предположении, что оно имеет фиксированную величину), либо ШИМ-контроллер должен изменять время задержки в зависимости от величины тока первичной обмотки. Первый способ проще, но приводит к уменьшению эффективного коэффициента заполнения, второй вариант предпочтительнее, но усложняет алгоритм управления преобразователем. Конденсатор Cs1 затягивает фронт коллекторного напряжения и VT1HVT3.
К моменту времени t1 конденсатор Cs1 полностью разряжается, и можно выключать транзистор VT1. После разряда конденсатора Cs1 ток первичной обмотки «перехватывается» открывшимся диодом VD5. В течение интервала t1...t2 открыты оба выходных диода VD7 и VD8 и, следовательно, обмотки трансформатора замкнуты.

В момент t2 выключается транзистор VT1 в режиме ZVS, поскольку конденсатор Cs2 к этому моменту разряжен в предыдущем полупериоде, а транзистор VT2 выключен (Cs2 выполняет функции демпфера для VT1). Сразу после выключения VT1 открывается диод VD2. и конденсатор Cs2 начинает заряжаться током первичной обмотки. Напряжение на Cs2 достигает величины напряжения питания нижнего плеча полумоста (Vd/2), и если к этому моменту энергия, запасённая в индуктивности рассеивания, возвратилась не полностью, то диод VD4 открывается током первичной обмотки и остаточная энергия индуктивности рассеивания поступает в источник питания. Условие заряда демпферного конденсатора до напряжения питания полумоста определяется соотношением:

где Iw1 - ток первичной обмотки. Ниже будет показано, что при расчёте схемы следует соблюдать условие
CS1,2(0,5Vd)2< LLk(IW1)2  чтобы обеспечить включение VT4 в режиме ZVS. На коротком интервале времени t3—t4 диод D4 находится в проводящем состоянии.
На интервале времени t4..t5 все диоды и транзисторы на первичной стороне трансформатора Т1 обесточены. Выходной дроссель L0 питает током нагрузку, оба диода VD7 VD8 остаётся открытым с момента времени t1.
В момент времени t5 включаются одновременно транзисторы VT2 и VT4, причём VT2 включается в режиме ZCS из-за наличия индуктивности рассеивания трансформатора, по той же причине в режиме ZCS включается и VT4. Но из-за того что напряжение на конденсаторе Cs2 равно напряжению питания полумоста, напряжение между коллектором и эмиттером VT4 равно нулю, и транзистор VT4 включается в режимах ZCS и ZVS одновременно.

Для опытной проверки авторами работы был изготовлен экспериментальный образец сварочного инвертора по описанной выше схеме со следующими параметрами:
•  питающая сеть 380 В;
•  максимальный ток нагрузки 400 А при напряжении нагрузки 36 В;
•  рабочая частота инвертора 40 кГц;
•  коэффициент трансформации силового трансформатора 4:1:1;
•  индуктивность рассеивания 2 мкГн;
•  ёмкость демпферных конденсаторов Cs1, Cs2 no 0,235 мкФ;
•  ёмкость конденсаторов фильтра питания C1, C2 по 2200 мкФ;
•  индуктивность выходного дросселя L0 60 мкГн;
•  VT1/VD1   и   VT2/VD2   -   модуль SKM150GB128D;
•  VT3/VD3   и  VT4/VD4   -   модуль CM150DY-12NR

Авторы отмечают низкую мощность потерь по сравнению с традиционным сварочным инвертором с «жёсткой» коммутацией и типичными демпферными цепями, но значение КПД в работе не приводится. Блок управления для предложенной силовой части может быть построен на основе типового двухтактного ШИМ-контроллера, например, микросхемы TL494.  Авторами той же статьи был разработан и мостовой вариант сварочного инвертора с дополнительной коммутацией по шинам питания [9].
Рассмотрим силовую часть ИИСТ, построенную на основе так называемого «трёхуровневого конвертера» (3-Level DC-DC converter). Этот тип преобразователей рассматривается в качестве перспективного для применения  в ИИСТ с питанием от трехфазной сети, поскольку напряжение на закрытых транзисторах не превышает половины напряжения питания, что дает возможность применять относительно низковольтные транзисторы с максимальным рабочим напряжением 600 В, что в свою очередь позволяет снизить как коммутационные потери, так и потери проводимости.
В качестве примера рассмотрим результаты разработки ИИСТ на основе   трёхуровневого   конвертера (3LC), [10]. Схема силовой части преобразователя 3LC приведена на рисунке 9. Авторы также применили активный демпфер на вторичной стороне силового трансформатора, состоящий из элементов Сх, VDx, VTx и Caux, помогающий получить режим «мягкой» коммутации ключевых элементов. На рисунке 10 показаны диаграммы токов и напряжений, поясняющие принцип работы преобразователя 3LG Кратко рассмотрим его работу.

 Рис. 9. Трёхуровневый конвертер в качестве ИИСТ [10]

 

Рис. 10. Диаграммы токов и напряжений трёхуровневого конвертера [10]

 Транзисторы VT1-VT4 управляются по точно такому же алгоритму, как и в мостовом преобразователе с ШИМ-ФС Важную роль играет «плавающий» конденсатор Css: он обеспечивает режим ZVS для VT1 и VT4, позволяет применять ШИМ-ФС, поддерживает в точке b напряжение, равное половине напряжения на шине питания, при появлении несимметрии в управляющих транзисторами сигналах.
Пусть в момент времени t0 ключи VT1, VT2 открыты и через первичную обмотку трансформатора Т1 течёт приведённый ток нагрузки. Внутренний диод VDx транзистора VTx открывается, и конденсатор Сх начинает заряжаться током:

Амплитуду тока заряда конденсатора Сх можно оценить из выражения:

 где w0 - резонансная частота колебательного контура» образованного индуктивностью рассеивания LLk и ёмкостью Caux,  - ток нагрузки, приведённый к первичной обмотке, Tdemagn ~ время «размагничивания» индуктивности рассеивания, равное t6-t5. Через половину периода , к моменту времени t1, конденсатор Caux заряжается, а диод VDx закрывается.

В момент времени t2 выключается транзистор VT1, и начинается процесс перезаряда выходных емкостей транзисторов. Конденсаторы Cs1 - Cs4 на схеме могут быть как внешними, так и собственными, паразитными емкостями транзисторов. Благодаря заряду конденсатора Cs1 током первичной обмотки (или током индуктивности рассеивания) транзистор VT1 выключается в режиме ZVS. Одновременно этим же током разряжается конденсатор Cs4; к моменту времени t3 конденсатор Cs1 заряжен до 0,5Vd, a Cs4 - разряжен, напряжение на первичной обмотке снижается до нуля. Разряд Cs4 возможен благодаря наличию конденсатора Css.
В момент времени t3 после заряда Cs1 открывается фиксирующий диод VDc1, а из-за полного разряда Cs4 открывается и антипараллельный диод VD4. К моменту времени t4 напряжение на выходе вторичного выпрямителя VS снижается до нуля. Кроме того, на интервале t2.. t4 происходит заряд ёмкости Сх ключа VTx током через LLk, что приводит к небольшой «просадке» тока первичной обмотки IWI (ILLK) на интервале t2..t4. Таким образом, интервал времени t2..t5 является рекуперационным, а передача энергии из источника питания в нагрузку осуществляется на временном интервале t0...t2.

В момент времени t5 включаются транзисторы VT4 (в режиме ZVS, благодаря диоду VD4, находящемуся в проводящем состоянии) и VTx. После включения VTx напряжение на конденсаторе Сх прикладывается ко вторичной и, следовательно, к первичной обмотке трансформатора, причём в полярности, обратной э.д.с. самоиндукции индуктивности LLk.  Из-за этого ток в индуктивности рассеивания быстро снижается до нуля к моменту времени t6. Именно в этом заключается назначение демпферной цепи на вторичной стороне силового трансформатора, - в нужный момент времени скомпенсировать ток в индуктивностн рассеивания. Ток ILLK спадает до нуля за время Toff=nVCaux/LLk  где n=W1/W2 - коэффициент трансформации.  В интервале компенсации тока  ILLK разряд Сх носит резонансный характер, как и на интервале t0..t1.

В момент времени t6 можно было бы выключить транзистор VTx, поскольку он выполнил свои функции, но из-за технических проблем быстрого обнаружения факта компенсации тока в индуктивности рассеивания ключ VTx открывается на фиксированный интервал времени, выбранный с некоторым запасом. Таким образом, до выключения транзистора VTx на интервале t5..t6 ток нагрузки поддерживается за счёт энергии, запасённой в ёмкости Caux и выходном дросселе Lo. В момент времени t7 транзистор VTx выключается. Поскольку ток в первичной обмотке отсутствует, открываются оба выходных диода VD5 и VD6, через которые начинает протекать ток выходного дросселя Lo. Также при нулевом токе первичной обмотки (коллектора) выключается транзистор VT2 в момент времени t8, а в момент t9 включается VT3 в режиме ZVS. Далее рассмотренная последовательность коммутационных процессов повторяется. В результате VT2 и VT3 выключаются и включаются в режиме ZCS, поэтому авторы использовали IGBT-транзисторы. Приборы VT1 и VT4 переключаются в режиме ZVS, при котором лучше использовать МОП-транзисторы.
Для эффективной работы преобразователя важно правильно выбрать индуктивность LLk и ёмкость Caux, поскольку резонансный характер перезаряда демпферной ёмкости Caux может вызвать существенную дополнительную токовую нагрузку на транзисторы и выходные диоды.
Авторами работы был изготовлен лабораторный образец сварочного инвертора с описанной топологией, максимальным током нагрузки 140 А при мощности в нагрузке 4 кВт. Преобразователь рассчитан на питание от трёхфазной сети. В качестве VT1. VT4 использовались транзисторы типа STE38NB50, в качестве VT2, VT3 -транзисторы IXGN50N60B; диоды VDcl, VDc2 - типа DSEI2x30-06C, выходные диоды VD5, VD6 - DSS2xl01-015А, демпферный транзистор VTx -IXFN100N25- Конденсатор Caux набран из пяти параллельно включенных высококачественных конденсаторов типа FKP по 0,47 мкФ, Css -3,3 мкФ и C1, C2 - 2 х 3,3 мкФ. В качестве ШИМ-контроллера использовалась микросхема UC3985; стабилизация по среднему току нагрузки осуществлялась с помощью датчика тока на эффекте Холла фирмы LEM. Для организации защиты силовых транзисторов в цепи первичной обмотки установлен трансформатор тока, измеряющий мгновенный ток ключей. Авторы отмечают важность конструктивного исполнения силовой части и минимизации индуктивности монтажа.

В настоящее время трёхуровневые конвертеры активно развиваются и представляют собой реальную альтернативу мостовым преобразователям при высоком питающем напряжении. Например, в работе [ 11] представлено большое количество различных модификаций таких преобразователей, причём на лабораторных образцах получен КПД 95...96% при мощности в нагрузке 6 кВт, токе нагрузки 100 А и частоте преобразования 100 кГц. Все опытные образцы рассчитаны на напряжение питания 600...800 В, что предполагает возможность использования активного корректора коэффициента мощности повышающего типа для питания силовой части.

 

Продолжение >>>>>>>>>>>>>

 







Рекомендуемый контент




Copyright © 2010-2017 housea.ru. Контакты: info@housea.ru При использовании материалов веб-сайта Домашнее Радио, гиперссылка на источник обязательна.