Сверхлинейный УМЗЧ с глубокой ООС

Сверхлинейный УМЗЧ с глубокой ООС

Журнал "Радио", номер 11, 1999г.
Автор: С. Агеев, г. Москва

Продолжение. Начало см. в "Радио",1999,#10

    На рис. 4 приведена принципиальная схема УМЗЧ. Входной ФНЧ выполнен на ОУ (DA1) в инвертирующем включении. Сигнал с выхода ФНЧ проходит через "мягкий ограничитель" ("soft clipper"), реализованный на транзисторах VT1- VT4 и диодах VD3-VD14, а затем поступает на входной каскад собственно усилителя мощности, выполненный на ОУ DA3. За ним следуют симметричный каскодный транзисторный усилитель напряжения на VT5-VT8, VT13-VT15 и усилитель тока (выходной повторитель) на транзисторах VT16-VT45. ОУ DA2 выполняет функцию усилителя сигнала в суммирующей точке УМЗЧ для работы индикатора искажений.

    Усилитель напряжения, следующий за ОУ DA3, имеет высокую линейность за счет симметричности структуры и весьма глубокой (более 40 дБ) местной ООС. Цепи этой ООС совместно с R71C46 и DA3 использованы также для формирования требуемой АЧХ петлевого усиления УМЗЧ в целом.

    В таком каскаде есть одна тонкость: для минимизации потерь усиления падение напряжения на резисторах в эмиттерных цепях последних транзисторов каскода (на рис. 4 это - R59, R63) должно быть не менее 2,5 В, или же эти резисторы следует заменить на источники тока. В противном случае ухудшается линейность усилителя напряжения. Заметим, что в УМЗЧ, описанных в [5] и особенно в [3], это условие не выполняется. С целью дальнейшего повышения линейности (особенно на высоких частотах) напряжение питания усилителя выбрано на 10...12 В большим, чем напряжение питания выходного каскада. Диоды VD17-VD19 предназначены для ускорения переходных процессов при выходе усилителя из перегрузки, а также для защиты от деградации эмиттерных переходов транзисторов VT5-VT8.

    Цепи R64C41, R66C42 исключают паразитное самовозбуждение VT13 и VT14, а диоды VD26, VD27 предотвращают насыщение транзисторов выходного каскада (эти диоды должны выдерживать обратное напряжение не менее 100 В при токе 10 мкА; большинство экземпляров КД521А или 1N4148 этому условию удовлетворяют). Необычная схема параллельного включения транзисторов в первых двух каскадах повторителя обеспечивает эффективное выравнивание токов через транзисторы, избавляя от необходимости их подбора. Конденсаторы С45, С47-С49 предотвращают появление динамической асимметрии выходного каскада.

    Стабилитрон VD25 задерживает включение транзисторов VT13 и VT14 во время зарядки накопительных конденсаторов источника питания, чтобы к моменту их включения напряжение питания ОУ достигло +5...7 В и они вошли в нормальный режим. Эта мера предотвращает скачки выходного напряжения при включении питания. С этой же целью диапазон автоподстройки нуля на выходе УМЗЧ ограничен величиной +0,7 В.

    Может показаться необычным последовательное соединение резисторов в цепях ООС (R23, R24, цепи R27C17 и R28C18, а также R45, R46). Это сделано с целью снижения нелинейности цепей ООС (величины сопротивления резисторов и емкости конденсаторов, хотя и в весьма малой мере, зависят от приложенного к ним напряжения). По той же причине резисторы R23, R24, а также R122 и R123 выбраны с большим запасом по мощности рассеяния.

    Среди других заслуживающих внимания особенностей следует отметить устройство начального смещения на базы трехкаскадного повторителя, построенное на VT15 (он смонтирован на радиаторе выходных транзисторов) и резисторах R60-R62 и R65. Температурный коэффициент напряжения смещения выбран несколько больше обычного для учета разницы в температуре радиатора и кристаллов мощных транзисторов.

    Не совсем обычно использование конденсатора C40. Отсутствие этой детали в большинстве конструкций приводит к динамическому изменению напряжения смещения и росту нелинейности усилителей на сигналах со скоростью нарастания или спада более 0,2...0,5 В/мкс. А это весьма существенно сказывается на величине интермодуляционных искажений в области высших частот. Кстати, использование в качестве VT15 "медленного" транзистора (типа КТ502 или КТ209) предотвращает еще один часто возникающий, но редко замечаемый дефект - самовозбуждение транзистора на частотах порядка 50...200 МГц из-за индуктивности проводов. Наличие такого самовозбуждения проявляет себя повышенным уровнем шума и интермодуляционных искажений на звуковых частотах.

    Устройство "мягкого ограничения" на транзисторах VT1-VT4 и диодах VD3- VD14 отличается тем, что его порог зависит от напряжения питания выходного каскада, тем самым достигается максимальное использование выходной мощности усилителя.

    Для обеспечения надежной работы УМЗЧ устройство защиты учитывает не только ток, протекающий через мощные транзисторы, но и напряжение на них. Триггерный вариант использован потому, что ограничители тока обычного типа ("прикрывающие" выходные транзисторы в аварийных ситуациях) не гарантируют сохранности усилителя, а, кроме того, ухудшают работу выходного каскада на высоких частотах. Немаловажен и диагностический эффект: срабатывание защиты говорит о том, что в системе что-то не в порядке.

    Индикатор срабатывания защиты "Перегрузка" и кнопка SB1 сброса защиты размещены вне платы усилителя и подключены к ней через разъем ХР1 (XS1 - на рис. 5).

    Ток покоя каждого из транзисторов VT28-VT35, VT36-VT43 выходного каскада выбран в пределах 80...100 мА, поскольку при меньшей величине недопустимо ухудшаются частотные свойства мощных транзисторов.

    Как видно из схемы, выпрямительные диоды и накопительные конденсаторы источника питания отнесены к усилителю и расположены на печатной плате - см. рис. 2 в первой части статьи. Это позволило резко (в десятки раз) снизить величину паразитной индуктивности цепей питания, что необходимо для обеспечения малого излучения помех выходным каскадом, а также повышения быстродействия усилителя.

    Суммарная емкость накопительных конденсаторов в блоке питания усилителя составляет 56 400 мкФ на каждое плечо и может показаться слишком большой по сравнению с обычно встречающимися значениями (10...20 000 мкФ). Тем не менее это - не роскошь: для обеспечения пульсаций напряжения в пределах 1,5...2 В при токе до 9 А нужна емкость не менее 45...60 000 мкФ (энергоемкость - 75...100 Дж на канал). Недостаточная емкость конденсаторов в блоках питания большинства коммерческих усилителей объясняется исключительно экономическими причинами.

    Влияние выходных цепей - кабелей и прочего - на передачу сигнала от усилителя к громкоговорителю практически полностью устранено. С этой целью использовано четырехпроводное подключение нагрузки, заимствованное из измерительной техники (обычное включение обеспечивается установкой перемычек между контактами S2 и S3 соответствующих линий АС и ОС). Кроме того, на выходе усилителя установлена RLC-цепь, оптимизированная с помощью компьютера и эффективно изолирующая на частотах выше 100...200 кГц выходной каскад усилителя от любых паразитных воздействий. Это одна из мер, позволивших практически реализовать столь большую широкополосность ООС (6...7 МГц).

    Вопреки распространенному представлению, следует заметить, что между глубиной ООС и склонностью усилителя к появлению динамических искажений прямой связи в действительности нет. Более того, расширение полосы пропускания в петле ООС и увеличение ее глубины за пределами диапазона звуковых частот на самом деле облегчает выполнение условий отсутствия динамических искажений и перегрузки входных каскадов. Их перегрузка большим разностным сигналом приводит к срыву слежения в петле обратной связи и "выключению" ООС. Для предотвращения этого явления необходимо уменьшать величину разностного сигнала. Лучшим средством следует признать увеличение глубины ООС на высоких частотах.

    Теперь о применении ООС для повышения линейности. Анализ схемотехники многих усилителей приводит к выводу, что большинство разработчиков, по всей видимости, не отдают себе отчета в том, что способность ООС исправлять искажения зависит не только от ее глубины, но и от места возникновения этих искажений.

    Рассмотрим простейшую модель трехкаскадного усилителя с ООС (рис. 6), где сверху изображена его структурная схема с источниками ЭДС шумов (en) и искажений (ed) в каждом каскаде. Ниже приведена эквивалентная ей схема, где все источники шумов и искажений пересчитаны на вход (т. е. в суммирующую точку усилителя). При этом становится очевидным, что абсолютный уровень приведенных ко входу продуктов искажений при введении ООС в первом приближении остается неизменным, а степень ослабления искажений и шумов прямо пропорциональна усилению от суммирующей точки до места возникновения этих искажений и шумов. Снижение же относительного уровня искажений при введении ООС происходит за счет того, что общее ("внешнее") усиление системы снижается, и относительная доля шумов и искажений падает. Если искажения, вносимые выходным каскадом, имеющим единичное усиление, действительно ослабляются во столько раз, какова глубина ООС на частоте соответствующего продукта искажений, то искажения первого каскада, приведенные к его входу, не ослабляются совсем. Именно это обстоятельство вынуждает до предела повышать исходную линейность всех каскадов усилителя, охватываемого ООС, особенно входных. В противном случае может получиться, что после введения ООС произойдет резкое расширение спектра интермодуляционных искажений. Механизм этого явления прост: спектр разностного сигнала, поступающего на вход собственно усилительных каскадов, всегда оказывается расширенным за счет продуктов искажений. При этом, если глубина ООС с ростом частоты убывает быстрее, чем спадают уровни продуктов искажений (это характерно для большинства усилителей), то доля высокочастотных продуктов искажений в разностном напряжении на входе при замкнутой ООС превосходит долю полезного сигнала. Поскольку с ростом частоты линейность усилительных каскадов обычно снижается, возникает масса продуктов интермодуляции, часть из которых попадает и в область звуковых частот. Именно для того, чтобы это явление не возникало, и необходим достаточный запас по линейности входных каскадов, особенно в отношении асимметричных нелинейностей.

    Диапазон линейности (по входному дифференциальному напряжению) у примененного в усилителе ОУ КР140УД1101 составляет +0,8 В, что больше, чем у практически всех ОУ со входом на полевых транзисторах. Линейность входного дифференциального каскада у КР140УД1101 благодаря глубокой местной ООС (в виде относительно высокоомных резисторов в эмиттерных цепях) также значительно выше, а входная емкость в несколько раз меньше, чем у ОУ с полевыми транзисторами на входе. В то же время напряжение сигнала на входе ОУ DA3 (при работе усилителя без перегрузки) не превышает 1 мВ.

    Размах сигналов на выходе DA3 при нормальной работе усилителя не превышает 0,5 В от пика до пика. По данным измерений при этих условиях ОУ КР140УД1101 еще до охвата ООС имеет на частотах до 50 кГц нелинейность менее 0,05 %. Следующий за ОУ усилитель напряжения на транзисторах VT5 - VT14 также обладает очень высокой линейностью - его интермодуляционные искажения на средних частотах при полном размахе сигнала составляют примерно 0,02...0,03 %.

    Как следствие, общая ООС в данном усилителе, в отличие от большинства других, оказывается в состоянии эффективно подавлять гармонические и интермодуляционные искажения, вносимые выходным каскадом и не вносит сколько-нибудь заметных побочных эффектов. Остаются искажения, связанные с особенностями конструкции УМЗЧ, почти полностью определяющиеся монтажными наводками от токов выходного каскада на входные цепи усилителя. Опасность этих наводок состоит в том, что формы токов, проходящих по цепям питания половин выходного каскада, работающего в режиме класса AB, значительно искажены по сравнению с током в нагрузке. Как следствие, если наводки от этих токов попадают во входные цепи не в точной симметрии (чего на практике все равно добиться невозможно), то возникают заметные искажения, особенно на высоких частотах, где паразитные связи усиливаются.

    Для борьбы с этим явлением при разработке печатной платы данного усилителя был принят ряд мер, причем некоторые из них не имеют прецедента в звукотехнике и характерны для разработки прецизионной измерительной аппаратуры. Например, с целью предельной минимизации паразитной индуктивности сильноточных цепей в цепях питания вместо традиционных "банок" применены распределенные по плате конденсаторы меньшей емкости, а фольга одной из сторон выполняет роль общего провода (на схеме соединения с ним показаны утолщенными линиями). Цепи мощных транзисторов выходного каскада разведены предельно компактно, что вместе с распределенным по плате общим проводом более чем на порядок снизило излучение помех выходным каскадом по сравнению с традиционной конструкцией. Далее, во избежание проблем с наводками на соединительные провода, на одной плате смонтированы все цепи усилителя, включая даже диоды выпрямителя питания (VD38-VD41).

    Все эти меры позволили создать усилитель, отличающийся не только очень высоким качеством, но и высокой воспроизводимостью характеристик. Эти достоинства сохраняются в широком диапазоне условий эксплуатации (температура окружающей среды, нагрузка, источники сигналов и т.д.). Описаний или промышленных образцов усилителей столь же высокого класса автору обнаружить не удалось.

    О заменах полупроводниковых приборов. Вместо транзисторов КТ818Г1 подойдут КТ818Г в количественном соотношении 2:3 (т.е. 12 шт. вместо 8), а также КТ864А, 2Т818А, КТ818ГМ, 2SA1302, КП964А, 2SA1294, 2SA1215, 2SA1216; вместо КТ819Г1 - транзисторы КТ819Г (также в количественном соотношении 2:3) и КТ865А, 2Т819А, КТ819ГМ, 2SC3281, КП954А, 2SC3263, 2SC2921, 2SC2922. Применяя комплементарные импортные транзисторы 2SA1302 и 2SC3281, 2SA1294 и 2SC3263, а также КП964 и КП954 при напряжении питания ╠40 В, их число можно сократить до четырех в плече с одновременным удвоением тока покоя каждого транзистора и уменьшением номинала резисторов в эмиттерных цепях до 0,5 Ом.

    Применяя транзисторы 2SA1215 и 2SC2921 при том же напряжении питания (+40 В), их достаточно ставить по три на плечо, а транзисторы 2SA1216 и 2SC2922 на большом радиаторе можно ставить всего по два, естественно, с соответствующим уменьшением сопротивления упомянутых резисторов. Суммарная площадь ребер радиаторов для каждого канала должна составлять не менее 1500...2000 см 2.

    Транзисторную пару КТ961, КТ639 можно заменить на BD139 и BD140, КП961А(Б) и КП965А(Б), 2SD669 и 2SB649, 2SA1837 и 2SC4793. Пару КТ969, КТ9115 вполне заменят КП959А(Б) и КП960А(Б) или BF871 и BF872.

    Что касается транзисторов КТ632Б и КТ638А, то их заменять нет смысла. Тем не менее в позиции VT8 допустимо применить КТ9115, КП960, 2SA1538, 2SA1433, КТ9143, в позиции VT7 - 2N3906, в позициях VT10, VT45 - 2N5401. Транзистор КТ638А в позиции VT6 заменим на КТ969А, КП959, 2SC3953, 2SC3504, КТ9141, в позиции VT5 - на 2N3904, в позициях VT9, VT44 - на 2N5551, КТ604, КТ605, КТ602. Транзисторы КТ3102А можно заменить на любые из этой серии или на BC546 - BC550 (с любым индексом), а комплементарные им КТ3107А - на КТ3107 с любым другим индексом и на BC556 - BC560.

    ОУ КР140УД1101 в УМЗЧ (DA3) допустимо заменять только на К(Р)140УД11 или LM118/218/318 (отечественный, правда, работает лучше), в остальных местах - на AD841 (что, однако, неоправданно дорого). ОУ КР140УД1408 можно заменить на К140УД14, LM108/208/308 или на AD705, OP-97. Во входном ФНЧ для снижения шума полезно использовать LF356 (КР140УД22), OP-176. Для ОУ КР140УД23 аналогом является LF357, возможно применение и OP-37 (КР140УД26).

    Продолжение следует







Рекомендуемый контент




Copyright © 2010-2018 housea.ru. Контакты: info@housea.ru При использовании материалов веб-сайта Домашнее Радио, гиперссылка на источник обязательна.