Применение биполярного БМК для проектирования аналоговых ИС

О. Дворников, В. Чеховский

Применение биполярного БМК для проектирования аналоговых ИС

    Для проектирования многоканальных ИС ядерной электроники в Национальном научно-учебном центре физики частиц и высоких энергий (НЧФЧВЭ, г. Минск) разработан специализированный БМК [1]. Универсальная конструкция БМК, хорошие частотные и шумовые характеристики n-p-n и p-JFET транзисторов, оптимизированная в PSpice библиотека схемотехнических решений позволяют в короткие сроки и с минимальными затратами проектировать и осуществлять малосерийные поставки разнообразных аналоговых ИС с улучшенными параметрами. Целью настоящего цикла статей является ознакомление производителей радиоэлектронной аппаратуры (РЭА) с возможностями специализированного БМК.
    В различной РЭА требуются усилители, работающие с емкостным источником токового сигнала [2,3], которым может быть детектор частиц различного типа, фотодиод. Обработка сигнала заключается в преобразовании короткого токового импульса в напряжение, оптимальной фильтрации и, в ряде случаев, регистрации превышения сигналом заданного порога.

Рис. 1. Предварительный усилитель (ПУ1) с головным p-JFET

    В качестве головного предусилителя, соединенного с датчиком, часто применяют малошумящие зарядочувствительные усилители (ЗЧУ) инвертирующие усилители напряжения, охваченные емкостной отрицательной обратной связью (ООС). Реализация таких ЗЧУ на микромощных операционных усилителях (ОУ) возможна не всегда из-за большого уровня шумов и относительно невысокой граничной частоты усиления (fT) ОУ, не позволяющей проводить оптимальную фильтрацию входного сигнала. Например, наиболее широкополосные серийно выпускаемые микромощные ОУ имеют следующее сочетание граничной частоты и тока потребления (I):
HA5151: fT = 1,3 МГц, I = 200 мкА; TSC911A: fT= 1,5 МГц, I = 350 мкА; MC33171: fT= 1,8 МГц, I = 180 мкА; MC34181: fT= 4 МГц, I = 210 мкА,

что недостаточно для многих применений. Поэтому, для ЗЧУ специально проектируют малошумящие и широкополосные инвертирующие усилители напряжения.

Рис. 2. Предварительный усилитель (ПУ2) с головным составным p-JFET

    Разработанные для реализации на БМК схемы предусилителей приведены на рис. 1, (ПУ1) и рис. 2 (ПУ2). Оба предусилителя представляют собой так называемый "перегнутый каскод". Истоковый потенциал головного малошумящего p-JFET транзистора PADJ-1 фиксируется источником опорного напряжения, выполненном на малошумящем n-p-n транзисторе PAD2Q-1. В стоковую цепь PADJ-1 включен нагрузочный резистор (R1 для ПУ1, R3 для ПУ2) и каскад с общей базой (PAD2Q-2 для ПУ1, GC-2 для ПУ2), имеющий резистивную нагрузку (R2). Ток покоя выходного эмиттерного повторителя (GC-1 для ПУ1, GC-3 для ПУ2) стабилизирован генератором тока. Задание рабочего режима предусилителей осуществляется цепочкой последовательно включенных диодов и генератором стабильного тока на полевом транзисторе (PNPJF-1). Отличие ПУ2 от ПУ1 состоит главным образом в том, что для увеличения крутизны усиления в качестве головного используется составной транзистор, реализованный на элементах PADJ-1, R1 и GC-1.

Рис. 3. Зависимость тока стока (Id) головного полевого транзистора предусилителя ПУ1 от напряжения питания (V+) и температуры

Для оптимизации параметров перегнутых каскодов с головным полевым транзистором рекомендуется [3-5]:
для уменьшения шумов:
увеличить отношение тока стока головного полевого транзистора к коллекторному току транзи-стора с общей базой (ток через резистор R2),
максимально увеличить крутизну головного JFET,
осуществить качественную фильтрацию источников опорного напряжения,
использовать для задания истокового потенциала головного JFET транзистора n-p-n транзистор с малым сопротивлением базы;
для увеличения коэффициента усиления по напряжению:
максимально увеличить резисторы в эмиттерной и коллекторной цепи n-p-n транзистора с общей базой, коллекторный ток транзистора с общей базой, крутизну головного JFET,
использовать в составном полевом транзисторе биполярный транзистор (GC-1 на рис. 2) с высоким статическим коэффициентом усиления тока в схеме с общим эмиттером (b);
для увеличения полосы пропускания:
уменьшить постоянную времени в высокоимпедансном узле коллекторе транзистора с общей базой.

Рис. 4. Зависимость тока стока (Id) головного полевого транзистора предусилителя ПУ2 от напряжения питания (V+) и температуры

Предлагаемые схемотехнические решения получены в результате многовариантной оптимизации с использованием PSpice моделей элементов БМК [1]. В схемах используются:
элементы БМК: PADJ (AREA=2), PAD2Q, GC, PNPJF (AREA=2), C0_9p и набор интегральных резисторов;
внешние дискретные элементы: резистор обратной связи Rf (100 МOм) и фильтрующие конденсаторы (0,1 мкФ).
Таблица 1. Стабильность тока стока головного p-JFET транзистора   dID/dVTO dID/dV+ dIDdT dID/dIEXT мкА/В %/В мкА/В %/В мкА/°C %/°C мкА/мкА %/мкА ПУ1 50,29 23,8 10,025 4,75 0,86 0,4 3,2 1,5 ПУ2 19,1 8,8 5,9 2,7 1,26 0,58 1,125 0,5

    Для обеспечения воспроизводимости параметров предусилителей при допустимом технологическом разбросе напряжения отсечки JFET (1,5е2,5 В) пришлось отказаться от использования активных нагрузок на полевых транзисторах. В качестве задающего генератора тока использованы два параллельно соединенных элемента PNPJF, максимальный ток стока которых составляет ~360 мкA при напряжении отсечки 2,2 В. Подключение внешнего генератора тока (например, резистора) между базой транзистора PAD2Q-1 и источником питания V+ или "землей" позволяет регулировать требуемый токовый режим всех транзисторов при уходе напряжения отсечки JFET как в большую, так и в меньшую сторону. Номиналы резисторов выбраны таким образом, чтобы в обоих предусилителях рабочие токи во всех цепях были практически одинаковыми: ток стока элемента PNPJF, выходного эмиттерного повторителя и коллекторный ток транзистора с общей базой равны (16е20) мкA, ток стока головного JFET ~210 мкA. Зависимость тока стока головного полевого транзистора от напряжения питания, температуры и внешнего тока смещения Iext показаны на рис. 36. Стабильность тока стока по питанию (dID/dV+), температуре (dID/dT), внешнему току смещения (dID/dIEXT), разбросу напряжения отсечки (dID/dVTO) представлена в табл. 1.

Рис. 5. Зависимость тока стока (Id) головного полевого транзистора и тока потребления I(V+) предусилителя ПУ1 от внешнего тока смещения (Iext)

    Схема ПУ2 обеспечивает большую стабильность режима работы, однако, более сильную зависимость тока стока головного транзистора от внешнего тока смещения ПУ1 можно использовать для улучшения его шумовых характеристик за счет увеличения рассеиваемой мощности. Диапазон допустимых напряжений питания ПУ1 5е9 В, для ПУ2 5,5-8,5 В.

Рис. 6. Зависимость тока стока (Id) головного полевого транзистора и тока потребления I(V+) предусилителя ПУ2 от внешнего тока смещения (Iext) Рис. 7. Выходной сигнал (Vout) ПУ1, если на вход через разделительный конденсатор 0,1 мкФ подан длинный прямоугольный импульс с амплитудой 0,1 мВ и 0,5 мВ и длительностью переднего и заднего фронта 2 нс, Cf=Cd=0, Rf=100 МОм Рис. 8. Выходной сигнал (Vout) ПУ2, если на вход через разделительный конденсатор 0,1 мкФ подан длинный прямоугольный импульс с амплитудой 0,1 мВ и 0,5 мВ и длительностью переднего и заднего фронта 2 нс, Cf=Cd=0, Rf=100 МОм

    Граничная частота усиления предусилителей оценивалась по времени нарастания выходного напряжения. Для получения переходной характеристики на вход ПУ через разделительный конденсатор 0,1 мкФ подавался прямоугольный импульс напряжения с амплитудой 100 мкВ, 500 мкВ и длительностью фронтов 2 нс. Режим ПУ по постоянному сигналу был задан резистором ООС Rf = 100 MОм, конденсатор ООС (Cf) отключен. Граничную частоту усиления вычислялась по известному соотношению [6]:
fT = 0,35 / tR x K

где tR время нарастания выходного сигнала по уровню 0,10,9 (рис. 7 и 8), K коэффициент усиления по напряжению.

Рис. 9. Выходной сигнал (Vout) ПУ1 при входном токовом дельта-импульсе с зарядом Qinp= 90 фКл, Rf= 100 моМ, Cf= 0,9 пФ,, Cd= 1 пФ, 100 Пф


Рис. 10. Выходной сигнал (Vout) ПУ2 при входном токовом дельта-импульсе с зарядом Qinp= 90 фКл, Rf= 100 моМ, Cf= 0,9 пФ,, Cd= 1 пФ, 100 Пф

    Основные характеристики предусилителей с использованием резистивно- емкостной ООС (Rf = 100 MOм и Cf = 0,9 пФ), т. е. как зарядочувствительных, показаны на рис. 912:
на рис. 9,10 показан выходной сигнал (Vout) ПУ1 и ПУ2 соответственно при подаче на вход эквивалента токового дельта-импульса с зарядом Qinp = 90 фКл, при емкости детектора Cd = 1 пФ и 100 пФ.
на рис. 11 представлена зависимость эквивалентного шумового заряда (ENC) от емкости детектора (Cd) при использовании противошумного фильтра (Tp = 1 мс) (ПУ1 кривая 1, ПУ2 кривая 2);
на рис. 12 показана зависимость эквивалентного шумового заряда (ENC) от величины резистора ОС при Tp = 1 мс, Cf = 0,9 пФ и Cd = 15 пф (ПУ1 кривая 1, ПУ2 кривая 2). Следует отметить, что шумы приведены в виде эквивалентного шумового заряда, т. е. такого заряда на входе ЗЧУ, который мог бы вызвать на выходе реально существующий шум. Для определения ENC использовалась методика, описанная в [7]. Основные параметры усилителей приведены в табл. 2.
Таблица 2. Основные параметры микромощных ПУ Наименование параметра Обозначение ПУ1 ПУ2 Напряжение питания, В V+ 5 - 9 5,5 - 8,5 Ток потребления, мкА при V+= 7B I(V+) 265 295 Коэффициент усиления постоянного сигнала при Rf=100 МОм К 370 960 Граничная частота усиления, МГц ft 150 800 Длительность фронта нарастания, нс Cf=Cd=0 Rf=100 МОм tR 830 420 Cf=0,9 пФ, Cd=100 пФ, Rf=100 МОм 220 57 ENC, r.m.s. e- Cf=0,9 пФ, Cd=1 пФ, Rf=100 МОм ENC 233 263 Cf=0,9 пФ, Cd=15 пФ, Rf=100 МОм 351 365 Cf=0,9 пФ, Cd=100 пФ, Rf=100 МОм 1203 1225

Рис. 11. Зависимость эквивалентного шумового заряда (ENC) от емкости детектора (Cd) при времени формирования TP=1 мкс, Rf=100 МОм, Cf=0,9 пФ. Кривая 1 -ПУ1, кривая 2 -ПУ2. Рис. 12. Зависимость эквивалентного шумового заряда (ENC) от величины резистора OC (Rf) при времени формирования TP=1 мкс, Cf=0,9 пФ, Cd=15 пФ. Кривая 1 -ПУ1, кривая 2 -ПУ2.

Литература Дворников О.В., Чеховский В.А. Аналоговый биполярный БМК с расширенными функциональными воз-можностями// Chip News. 1999. ╧ 2. С. 2124.
Дворников О.В., Чеховский В.А., Солин А.В. Комплект аналоговых БИС для работы с емкостными источниками сигналов// Chip News. 1997. ╧ 11-12. C. 2830.
Дворников О.В., Солин А.В., Чеховский В.А., Литомин А.В. Интегральные маломощные зарядочувствительные усилители для источников сигнала с малой емкостью. НЦФЧВЭ. Мн. 1997. Деп. в БелИСА, 15.08.97, ╧ Д199731.
11 с. Ling K.-Y., Van Peteghem P.M., Lee S.-Y., Liu H.-C., Sanches H. A Rad-Hard, Low-Noise, High-Speed, BiFET Charge Preamplifier for Warm Liquid Calorimetry in the SSC // IEEE Journal of Solid-State Circuits, 1991, vol. 26, ╧ 1, pp. 6669.
Bertuccio G., Fasoli L., Fiorini C., Sampietro M. Spectroscopy Charge Amplifier for Detectors with Integrated Front-End FET // IEEE Transactions on Nuclear Science, 1995, vol. NS-42, ╧ 4, pp. 13991405.
Соклоф С. Аналоговые интегральные схемы: Пер. с англ. М.: Мир. 1988. С. 303.
Алексеев В.Ф., Дворников О.В., Чеховский В.А., Солин А.В. Определение эквивалентного шумового заряда с использованием Рspice. БГУИР. Мн. 1998. Деп. в БелИСА, 26.02.98. ╧ Д199816. 9 с.

Национальный научно-учебный центр
физики частиц и высоких энергий при БГУ, Минск
Тел. (017) 231-4679
E-mail: Этот e-mail адрес защищен от спам-ботов, для его просмотра у Вас должен быть включен Javascript , Этот e-mail адрес защищен от спам-ботов, для его просмотра у Вас должен быть включен Javascript






Рекомендуемый контент




Copyright © 2010-2018 housea.ru. Контакты: info@housea.ru При использовании материалов веб-сайта Домашнее Радио, гиперссылка на источник обязательна.