Журнал "Новости Электроники", номер 13, 2008 год.

Журнал "Новости Электроники", номер 13, 2008 год.Управление изолированным затвором IGBT. Основные положения, часть 2.Маркус Хермвиль (SEMIKRON Int. GmbH), Андрей Колпаков (ООО СЕМИКРОН) В предыдущей статье [1] мы рассмотрели процессы, происходящие в затворе IGBT при его коммутации, и определили мощность, необходимую драйверу для работы. В предлагаемом материале продолжается обсуждение вопросов, связанных с управлением силовыми ключами с изолированным затвором. Поведение IGBT в режиме переключения определяется характеристиками цепей, осуществляющих перезаряд входных емкостей. В первую очередь к ним относятся выходной каскад драйвера и резистор затвора RG (описаны в [2]...[6]).

Включение IGBT производится подачей на затвор положительного напряжения (как правило, VG(on) = +15 B), типовое значение напряжения выключения находится в диапазоне VG(off) = -5...-15 В. При определенных величинах VG(on)/VG(off) динамические характеристики ключа могут быть заданы резисторами, установленными в цепи затвора и ограничивающими его ток IG (см. рис. 1, 2).

 

Рис. 1. Цепь управления затвором

 

 

 

Рис. 2. А, Б - ограничение тока включения/выключения с помощью резисторов RG(on), RG(off), В - напряжение VGE и ток затвора IG

С помощью подбора номиналов RG(on)/RG(off) можно изменить время переключения, уровень динамических потерь и коммутационных перенапряжений, а также ряд других параметров, включая состав спектра электромагнитных помех. Таким образом, выбор импеданса цепи управления затвором - один из важнейших этапов проектирования, требующий самого пристального внимания.

Величины емкостей затвора зависят от напряжения «коллектор - эмиттер» VCE IGBT, поэтому они изменяются в процессе его коммутации. Соответствующие графики зависимости Cies, Coes, Cres от VCE приводятся в технических характеристиках силовых модулей. Импеданс цепи управления, ограничивающий пиковое значение тока затвора IG в моменты включения и выключения, определяет время перезаряда входных емкостей. На рисунке 2а и 2б показаны цепи протекания токов при использовании раздельных резисторов линий включения и выключения RG(on)/RG(off), форма тока затвора IG при подаче импульса управления VGE приведена на рисунке 2в.

При уменьшении значений RG(on)/RG(off) снижается постоянная времени цепи перезаряда, соответственно уменьшается время переключения tR/tF и уровень динамических потерь ESW. Несмотря на положительный эффект от снижения рассеиваемой мощности, увеличение скорости спада тока ведет к опасному росту уровня коммутационных перенапряжений Vstray, вызванных наличием распределенной индуктивности LS силовых шин звена постоянного тока: Vstray = LS × di/dt.

Наглядное представление о данном эффекте дают эпюры, приведенные на рисунке 3.

 

Рис. 3. Рост коммутационного перенапряжения Vstray при увеличении di/dt

Затемненная область графиков, являющаяся произведением тока коллектора IC на напряжение VCE в течение времени выключения, представляет собой энергию потерь Eoff.

При неудачной конструкции DC-шины и большом значении LS всплеск напряжения Vstray способен вывести силовой ключ из строя. Особенно опасным процесс становится в режиме отключения IGBT при коротком замыкании (КЗ), когда величина di/dt максимальна. Уровень Vstray может быть снижен за счет выбора большего номинала резистора RGoff (15 Ом вместо 10 Ом, как показано на рисунке). Именно поэтому в некоторых драйверах IGBT (например, SKYPER 32PRO) реализован режим плавного отключения SSD (Soft Shut Down), при котором запирание IGBT осуществляется через отдельный резистор RG(off) большого номинала. Естественной платой за это является увеличение энергии потерь, поэтому при использовании современных типов IGBT и корректной топологии DC-шины применение режима SSD не рекомендуется.

Следует также отметить, что увеличение скоростей переключения, приводящее к росту di/dt и dv/dt, повышает и уровень излучаемых преобразователем электромагнитных помех (EMI). В таб­лице 1 показано, как изменение величины резистора затвора влияет на основные динамические характеристики IGBT.

Таблица 1. Влияние резистора затвора на динамические свойства IGBT Динамические характеристики RG­ RG¯ Время включения, ton ←↓Время выключения, toff ←↓Энергия включения, Еon ←↓Энергия выключения, Еoff ←↓Пиковый ток включения (IGBT) ↓←Пиковый ток выключения (диод) ↓←Скорость изменения напряжения, dv/dt ↓←Скорость изменения тока, di/dt ↓←Уровень перенапряжения при коммутации, Vstray ↓←Уровень электромагнитных помех (EMI) ↓←

Недавно компания SEMIKRON выпустила на рынок четвертое поколение модулей на базе кристаллов IGBT Trench 4 и быстрых диодов CAL 4 [7]. Одним из основных достоинств новых модулей является пониженная почти на 30% скорость изменения тока di/dt при меньшем (примерно на 20%) значении энергии потерь. Благодаря этому применение новых ключей позволяет не только повысить эффективность преобразования, но и улучшить электромагнитную совместимость и снизить риск пробоя в аварийных ситуациях.

Динамические характеристики оппозитного диода IGBT также зависят от номинала резистора затвора и во многом определяют его минимальное значение. Скорость включения транзистора не должна превышать скорости обратного восстановления диода: снижение величины RG и соответствующее увеличение diC/dt приводит не только к росту уровня перенапряжения при запирании IGBT, но и создает динамический стресс для диода.

В своих модулях компания SEMIKRON использует быстрые диоды, производимые по собственной технологии CAL (Controlled Axial Lifetime), позволяющей изменять время жизни носителей. Их основным отличием является плавная характеристика обратного восстановления dirr/dt и оптимально согласованные с IGBT динамические характеристики. Это способствует снижению уровня динамических потерь и EMI, а также уменьшению величины перенапряжений при выключении.

 

Выбор резистора затвора

Как правило, выходной каскад драйверов строится по двутактной схеме с разделенным выходом, как показано на рисунке 1. Входы обоих MOSFET-транзисторов управляются одним логическим сигналом: когда он имеет высокий уровень, открывается N-канальный ключ, при низком уровне - Р-канальный. Использование разделенного выхода позволяет формировать асимметричное напряжение управления VGE и подбирать номиналы резисторов RG независимо для режимов включения и выключения.

Оптимизация цепи управления затвором подразумевает выбор номиналов RG(on)/RG(off) (при заданном значении VGE), обеспечивающий минимальный уровень динамических потерь, отсутствие опасных осцилляций при переключении, малый ток обратного восстановления оппозитного диода и низкий уровень коммутационных перенапряжений. Поиск оптимума затруднен тем, что часть указанных параметров находится в противоречии друг с другом (см. таблицу 1).

Как правило, для управления более мощным IGBT требуется меньший резистор затвора и наоборот. При этом значение RG, указанное в качестве референсного (RGref) в технических характеристиках, не всегда обеспечивает наилучший баланс указанных выше свойств. Оптимальная величина резистора для большинства конкретных применений находится в диапазоне RGref...2 × RGref. Как правило, величина RGref является и минимально рекомендуемой, обеспечивающей безопасное отключение предельно допустимого импульсного тока IGBT (ICM). Напомним, что область безопасной работы (ОБР или SOA) нормируется для ICM или двойного номинального тока коллектора ICM = 2 × IC.

В большинстве практических схем именно сопротивление 2 × RGref обеспечивает необходимый баланс и с него начинается процесс оптимизации динамических характеристик. Уменьшение номинала резистора затвора возможно только до тех пор, пока растущая скорость коммутации тока di/dt не вызывает появления опасных перенапряжений. Следует также помнить о том, что снижение импеданса цепи управления затвором приводит к повышению токовой нагрузки на драйвер и увеличению рассеиваемой им мощности.

Правильность выбора RG при проектировании должна подтверждаться испытаниями готовой конструкции, включающими анализ тепловых режимов и измерение величины Vstray при всех условиях эксплуатации вплоть до короткого замыкания. Именно такая методика используется дизайнерским центром SEMIKRON во Франции, разработавшим за 35 лет более 12000 проектов различных устройств, мощностью от десятков кВт до единиц МВт.

 

Практические рекомендации

При выборе сопротивления затвора следует учитывать, что во время протекания токов заряда/разряда на нем может рассеиваться большая мощность. Рекомендуется выбирать резисторы, имеющие низкий температурный коэффициент ТКС и разброс номиналов, не превышающий 1%. В большинстве случаев хорошим решением является использование параллельного соединения некоторого количества сопротивлений в smd- исполнении (MELF, MINI-MELF). При этом обеспечивается высокая стойкость к импульсным перегрузкам, хорошее распределение тепла и нечувствительность схемы к отказу одного из сопротивлений.

Ошибка в выборе RG может привести к крайне нежелательным последствиям, при этом необходимо анализировать влияние цепи управления затвором на все режимы работы преобразователя. Например, увеличение номинала RG, позволяющее снизить уровень коммутационных выбросов, неизбежно приведет к росту динамических потерь и перегреву силового ключа. Возможным следствием использования неоправданно большого резистора затвора может быть переход IGBT в линейный режим и появление осцилляций в затворной цепи. В свою очередь, как уже было отмечено, результатом применения слишком малого RG является рост всплесков напряжения при переключении и повышение уровня EMI.

Разработчик должен отдавать себе отчет в том, что оптимизация цепи управления затвором не может компенсировать негативные последствия, вызванные неудачной конструкций DC-шины, не обеспечивающей низкое значение распределенной индуктивности LS. В этом случае уровень коммутационных перенапряжений может быть опасным даже в номинальных режимах эксплуатации, поэтому минимизация величины LS является первой и главной задачей разработки звена постоянного тока. Только в случае решения данной проблемы можно думать об оптимизации RG и целесообразности применении режима плавного отключения SSD.

Резисторы затвора должны располагаться максимально близко к выводам управления модуля IGBT, соединение выходов драйвера с ними должно по возможности производиться прямым бифилярным проводом. В противном случае в паразитном контуре, образованном распределенной индуктивностью линии Lwire и входной емкостью IGBT Cies могут возбуждаться опасные колебания. Одним из способов борьбы с ними является также выбор резистора затвора на основе соотношения RG(min) ≥ 2 × (Lwire/Cies)1/2.

 

Литература

1. Маркус Хермвиль, Андрей Колпаков, «Управление изолированным затвором IGBT. Основные положения, часть 1», Новости Электроники ╧11, 2008

2. Application Manual Power Modules, Semikron International

3. M. Hermwille, «Gate Resistor - Principles and Applications», Application Note AN-7003, Semikron International

4. M. Hermwille, «Plug and Play IGBT Driver Cores for Converters», Power Electronics Europe Issue 2, pp. 10-12, 2006

5. P. Bhosale, M. Hermwille, «Connection of Gate Drivers to IGBT and Controller», Application Note AN-7002, Semikron International

6. M. Hermwille, "IGBT Driver Calculation", Application Note AN-7004, Semikron International

7. Андрей Колпаков, «Trench 4. Инструкция по эксплуатации», Силовая Электроника ╧2, 2008.

 

 

Получение технической информации, заказ образцов, поставка -
e-mail: Этот e-mail адрес защищен от спам-ботов, для его просмотра у Вас должен быть включен Javascript

Вернуться к содержанию номера







Рекомендуемый контент




Copyright © 2010-2017 housea.ru. Контакты: info@housea.ru При использовании материалов веб-сайта Домашнее Радио, гиперссылка на источник обязательна.